esh de Silva博士
高級應用工程師
英商康橋半導體公司

新型諧振拓撲結構以及降低EMI的特定技術,可以利用具有高效、空載和尺寸優勢的SMPS實現一個音頻電源,而且產生的EMI水平也非常低。

音響設備制造商正處在成長的市場當中,他們面對著提高普遍依賴線性電源的產品效率和空載功耗的商業壓力。線性電源非常適用于音頻應用:無需嚴格穩壓、紋波和保護規范的低成本應用通常需要低電磁輻射和設計時間最短的電源頻率變壓器。但是,這些電源還會受到非常低的平均效率和高空載功耗的影響,所以需要努力滿足如能源之星和CEC的當今主要認證要求。

例如,一個典型12 W線性電源的平均效率大約為63%,而到今年晚些時候提議中的能源之星V2要求是77.8%。大約1.5 W的空載功耗也難以滿足該標準要求的300 mW目標。體積龐大的線性電源,特別是在較高功耗時,正變得日益昂貴,因為用于電源頻率變壓器的銅和鋼等全球商品價格還在急劇上升。

雖然低EMI通常是用于音頻市場的線性電源的最有吸引力的特點,但是經過整流輸出的兩倍電源頻率交流分量的存在可能造成某些應用出現人耳可聽見的“交流哼聲”(hum)。而且,隨著負載的增加和輸入電壓的下降,這種通常越來越嚴重現象將使音質惡化。

音頻應用的SMPS

為了克服這些效率和EMI方面的困難,音頻電源制造商正在積極尋找替代線性電源的方法,也在將注意集中到普通SMPS拓撲結構,如反激式和RCC。這兩種拓撲結構可提供更高的效率、更低的待機功耗和其他功能,如過壓、過流和過溫保護。SMPS還可以提供嚴緊的負載和輸入穩壓,而無需使用二次穩壓電路。由于具有嚴緊控制輸出V-I的特點,這些類似的方法可以進行編程來實現許多音頻系統要求的峰值負載能力。

不過,在另一方面,SMPS需要較高的材料成本,而且設計時間較長,使之成為了在具體地域市場的低成本、大批量應用中替代線性電源的不那么具有吸引力的選擇。由于快速開關瞬變,過多電磁噪聲的存在也是一個主要障礙,因為其導致的傳導和電磁輻射顯著影響了音頻信號。為了克服這個弊端,通常需要在SMPS控制器的鐵芯中采用昂貴的EMC抑制濾波器以及EMI減少技術。

其中一個技術是利用來自音頻系統的同步脈沖來動態改變SMPS的工作頻率,以遠離瞬間的射頻,進而減少干擾。開關頻率抖動處理或展頻調制是另一個經常使用的方法,以展開噪聲的波譜能量,同時保持系統的整體效率。不過,即使有廣泛的濾波和先進的控制技術,要實現大多數音頻系統所需的非常低的EMI水平,提供預期的信噪比可能都是極其困難的。

取代線性電源的諧振拓撲結構

諧振拓撲結構可提供一種商業可行的電源方案,以克服線性和通用SMPS拓撲結構的局限性,同時滿足最新的效率和空載功耗要求,產生的EMI也很低。由于其正弦開關波形,通過在近零電壓和電流的開關方法可以最大限度地降低開關損耗,以提供高效率和產生最小限度的EMI。但是,直到最近,由于固有的控制難度和隨之而來的高材料成本,諧振拓撲結構還沒有在商業上用于消費者電子產品市場的低功耗應用。

新型單開關諧振非連續正激轉換器(RDFC)拓撲結構可以為SMPS提供效率、空載和尺寸優勢而不增加成本,還具有額外的安全和保護功能。更重要的是對于音頻及其他EMI敏感的應用,如無繩電話適配器和調制解調器/路由器電源來說,該拓撲結構為諧振電源轉換器提供了自然的低EMI。

由于在開關期間沒有能量存儲在正激模式變壓器內,正激式轉換器拓撲結構還有助于減小變壓器鐵芯的尺寸。這本身就是一種成本優勢,而且無需使用次級續流二極管和扼流圈,使該解決方案在低功耗方面更具有商業吸引力。

圖1所示為RDFC拓撲結構的主要元件。輸入端的整流交流電壓是由Cin平流并施加于正激模式變壓器。當初級開關電路關閉時,同一個導電相位(conduction phase)的功率從初級傳輸到次級。通過初級晶體管的電流波形由流經漏感和磁化電感的電流組成。漏電流分量通常處于支配地位,而且會出現在次級二極管上。

圖1  RDFC拓撲結構的主要元件,其中的諧振電路由一個作為初級開關的BJT和諧振電容器Cres組成。諧振電容器Cres 與變壓器磁化電感進行“諧振”,以實現全諧振開關。

當初級開關電路關閉時,流經變壓器的總電流轉移到諧振電容器CRes上,這些電容器包括變壓器線圈電容器和初級晶體管輸出電容器。該諧振電容器與變壓器漏感(LLeak)以及磁化電感(LMag)形成了一個諧振電路。

諧振頻率可通過公式1和2計算:

這里的fRes1是來源于變壓器漏感的諧振頻率,fRes2是來源于變壓器磁化電感的諧振頻率。由于漏感小于磁化電感,則公式1中的諧振頻率要比公式2中的更高。

由CamSemi開發的一款先進的混合信號控制IC可以保證RDFC電路在負載變化條件下運行于最佳性能水平。C2470系列控制器通過三個主要控制機制實現了這一點:

• 諧振控制檢測諧振波形,以發現近零導通和關斷電壓,來決定下一個開關周期的最佳導通時間。

  
  

• 電源控制是通過檢測開關電流并將它限制在過載條件以下,或者減少低負載條件下的導通時間,以最大限度降低空載功耗損失來實現的。

  
  

• 基極驅動控制可以在最佳電壓下動態地保持功率晶體管的導通狀態電壓,以減少導通損耗,最大限度地縮短關斷時間來降低開關損耗。

  
  

  RDFC控制器結合使用了這三種控制機制,來定義電源的五種主要工作模式,如圖2所示:

  
  

  
  

• 正常模式——提供全諧振開關,具有從大約20%到100%負載供電的固定占空比。

  
  

• 待機模式——隨著負載的減小,控制器通過縮短導通時間和延長關斷時間進入這種模式,可以最大限度地降低空載功耗。

  
  

• 過載模式——發生在高輸出負載時,可限制峰值開關電流并縮短導通時間,同時保持全諧振操作。

  
  

• 折返模式——發生在過大輸出負載時,可將導通時間降至最小,同時增加關斷時間,以保護處于短路情況的電源。

  
  

• 電源突發(Power Burst)模式——隨著占空比的增加,控制器進入這種模式,周期性的折返模式有助于電源短路情況的恢復。

  
  

  
  

  

  
  

  圖2  RDFC電源不同的工作模式可以保證在所有重要負載下的全諧振操作,以提供優化的效率并減少EMI。

  
  

  
  

  
  

  用RDFC將EMI降至最低

  
  

  RDFC拓撲結構產生的EMI水平非常低,可以滿足音頻應用的嚴格規范,而且設計難度最小,所需的額外元件也很少。該拓撲結構的正弦開關波形可消除快速開關瞬變和隨之發生的電磁輻射,如圖2所示,在所有重要負載期間保持全諧振操作,以確保低噪聲水平。

  
  

  RDFC中的諧振波形是疊加在未經穩壓的輸入電壓之上的。輸入電壓的波動源于供電電壓波動造成的諧振波形上下移動,從而使關斷時間出現波動。由于占空比是固定的,這種關斷時間波動造成了開關頻率的抖動,導致了EMI性能的進一步改善。與同樣額定值的SMPS相比,上述兩個功能有助于實現15至20 dB以下電磁輻射的開關電源。幾乎所有高達20 W的消費類應用都不需要昂貴的EMC濾波器,在大多數情況下也不需要使用初級和次級側之間的Y2電容器。省去了Y2電容器可以最大限度地降低直接連接到音頻系統的變壓器次級側的交流哼聲,從而進一步改善音質。

  
  

  盡管諧振開關和頻率抖動處理有EMI方面的好處,由于不太理想的變壓器表現,低水平的電磁輻射仍然可能在RDFC方案中出現。從實際角度看,完全消除變壓器中的漏感是難以實現的,不論怎樣精心設計和構建都是如此。

  
  

  在一個開關功率轉換器中,在初級開關導通狀態期間,大量的能量都存儲在漏感當中。在一個典型的反激式解決方案中,這種泄漏能量將耗散在緩沖元件當中,而在RDFC方案中,在導通狀態結束時能量被轉移到諧振電容器當中。這引起了關斷時間期間一個值得注意的電壓階躍,這在過載條件下或較高功率的設計當中非常明顯。盡管如此,這個電壓的上升通常要比典型反激式設計的關斷電壓瞬變低得多,這種瞬變會產生音頻系統不需要的電磁輻射。

  
  

  通過減少變壓器內初級和次級的層數、縮短初級與次級的距離、使用巧妙繞制的全寬度繞組或使用更長繞組寬度的線軸可以將漏感降至最小。不過,這些方法會導致初級和次級繞組之間寄生電容的增加,進而增加從初級到次級的高頻噪聲電流。在所有的情況下,都需要仔細平衡減少漏感與過度避免增加寄生電容之間的影響。

  
  

  在RDFC方案中,在關斷間隔期間泄漏能量轉移結束之前次級整流器都不會關斷。一旦泄漏能量的轉移完成,次級整流器就會關斷,以迅速產生一個高dV/dt值的電壓階躍,而這時的電磁輻射通常在12至15 MHz之間。這種噪聲可以利用次級整流器兩端的R-C緩沖器成功消除,對電源效率的影響較小。

  
  

  變壓器降噪或衰減技術也可以用來進一步減少電磁輻射。消除拓撲結構內共模傳導輻射的最受歡迎的技術是在初級和次級繞組之間放置一個繞組或箔屏蔽(foil screen)。現在,初級繞組流出的高頻電流經過初級到次級寄生電容被該屏蔽收集起來,并返回到電源導線。提供Vdd電源的次級繞組也可以有效地用作初級和次級繞組之間的一個屏蔽；換句話說,省去所需的額外屏蔽繞組或箔屏蔽,就可以降低材料成本。

  
  

  設計實例

  
  

  
  

  

  
  

  圖3給出了一個采用RDFC拓撲結構及一個C2470控制器的離線式音頻電源的演示,其輸入電壓為230 Vac標稱輸入,可以提供20 W連續和40 W峰值功率的單電壓12 V輸出。該單元的元件數非常少,并使用了比類似規格的反激式解決方案更小的變壓器。此外,與更常見的SMPS拓撲結構相比,由于導通狀態電流的形狀,更低的RMS輸出電流可以降低輸出電容器的紋波電流要求。

  
  

  圖3  一個音頻電源演示,可以在高效率和低EMI條件下提供20 W連續和40 W峰值功率,適用于帶有CD播放機和FM收音機的低成本音頻產品。

  
  

  改進的變壓器設計加上使用了一個次級緩沖器、初級開關周圍的屏蔽以及一個小型X2電容器減少了EMC。該變壓器的每個平衡分裂式(balanced split)次級繞組采用了箔屏蔽,有助于消除次級側的共模噪聲電流,最大限度減小了流經寄生電容的初級到次級的噪聲電流。初級開關周圍的一個屏蔽可以阻止從連接到晶體管集電極的TO-220封裝的小片(tab)輻射出來的噪聲。

  
  

  
  

  
  

  
  

  
  表1:設計實例的主要規格

  
  

  表1列出了這個設計實例的主要規格,包括88%的高平均效率和180 mW的低空載功耗,兩者均滿足了提議中的能源之星V2規定的重要裕量。圖4是效率與輸出電流圖的對比,顯示了在5%負載條件下最低70%效率的高低負載效率,它是工作在非常低的額定功率水平的音頻系統的理想選擇。

  
  

  
  

  

  
  

  圖4  高轉換效率可在80 mA條件下保持70%的整個負載范圍,在1.6 A額定負載條件下為88%,3.2 A峰值負載條件下為81%。

  
  

  
  

  

  
  

  圖5所示為在最差情況下輸出電源負端接地時傳導EMI的結果。這些圖說明了這個設計可以實現低于EN55022準峰值和平均極限最少20 dB的裕量。

  
  

  圖5  最差情況下輸出負端接地時傳導EMI的結果,顯示在整個150 kHz至30 MHz的EN55022范圍測量的裕量大于20 dB。

  
  

  這里討論的諧振拓撲結構和EMI減少技術非常適用于帶有CD播放機和FM收音機的消費類音頻產品,而對于帶有AM接收機的應用還需要進一步減少EMI。這可以利用優化變壓器設計、仔細選擇EMC濾波器和對產生電磁輻射的具體元件的額外遮蔽來實現。圖6所示為符合AM應用的典型RDFC電源設計,它已經進行了一些修改。其產生的EMI低于15 dBμV,這是使用一個行業標準EMC接收器難以測量到的。

  
  

  
  

  

  
  

  圖6  帶有AM的RDFC設計產生的EMI非常低,幾乎沒有超過業界標準的EMC接收器的引人注目的背景噪聲。

  
  

  作者簡介

  
  

  Mahesh de Silva博士是英商康橋半導體公司(CamSemi)的高級應用工程師,在早期供職的幾家公司及行業項目中積累了近10年先進功率電子器件方面的經驗。他發表了超過20篇國際論文,獲得了電源管理領域的多項專利。他持有斯里蘭卡Moratuwa大學的科學學士學位,以及英國劍橋大學電子工程博士學位；也是IEEE和IET(以前叫IEE)的成員。

  
  

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