1 引言
隨著現(xiàn)代無線通信技術(shù)的飛速發(fā)展,人們對移動通信業(yè)務(wù)的追求逐漸從單純的語音業(yè)務(wù)擴展到多媒體業(yè)務(wù),諸如即將開始的3G業(yè)務(wù)(3rd Generation,含義為第三代數(shù)字通信[1-2])將使頻譜資源變得越來越擁擠,即通信信號帶寬隨著每代更新而逐漸加寬:從2G中的GSM200KHz到3G中的UMTS單載波5MHz,其帶寬就有25倍的增加。在IEEE 802.11n WLAN標準中,信號的發(fā)射標準更是被確定為40MHz。因此,為了節(jié)約頻譜資源,如CDMA、WCDMA等很多通信系統(tǒng)都采用頻譜利用率較高的調(diào)制方式,諸如QPSK、8PSK,M-QAM等,但隨之產(chǎn)生的問題是處理較大峰均比的非恒包絡(luò)調(diào)制信號。同時將多個載波信號組合成一個寬帶信號時,亦會產(chǎn)生較大的包絡(luò)起伏,這些都對最關(guān)鍵和最昂貴器件射頻功率放大器提出了很高的線性要求。
隨著數(shù)字信號處理技術(shù)的發(fā)展,數(shù)字預(yù)失真系統(tǒng)逐漸展示出其優(yōu)越性,并且通常將其應(yīng)用于數(shù)字系統(tǒng)的基帶部分,它不僅能補償因功率放大器本身非線性特性的影響,同時也能對溫度濕度等環(huán)境因素進行校正。考慮到成本較低,體積較小,國內(nèi)一些先進的通信設(shè)備制造商已經(jīng)開始試用該技術(shù)。
而針對功率放大器線性化的數(shù)字預(yù)失真系統(tǒng)的首要前提就是必須正確而高效地估測出反饋環(huán)路延遲信息,以便于對正確補償功率放大器的非線性量。本文即針對反饋環(huán)路延遲估計,對環(huán)路延遲估測方法對系統(tǒng)的影響進行分析。
2 基于功放的記憶多項式預(yù)失真算法原理
由于無法預(yù)先獲得功率放大器的模型參數(shù),本文所涉及的多項式預(yù)失真系統(tǒng)采用非直接學習結(jié)構(gòu)(間接學習結(jié)構(gòu))。這種結(jié)構(gòu)具有更為穩(wěn)定的均方誤差性能和更快的收斂速度,如圖1所示:
2.1 延遲估計算法原理
數(shù)字基帶自適應(yīng)預(yù)失真方法都存在著耦合反饋回路的延遲估計問題,以保證正確的基帶解調(diào)[3]。環(huán)路延遲是指信號從系統(tǒng)輸入端口到反饋輸出端口,由系統(tǒng)各器件造成的時間延遲,并且這類延遲會隨著時間和溫度而改變,因此,要不斷的調(diào)整估計結(jié)果。很多方法都有不同的優(yōu)缺點,諸如對信號造成的畸變影響不敏感[4],對系統(tǒng)制式的限制[5],或者估計過程較復(fù)雜[6-7]。
通常對延遲估計采用數(shù)據(jù)流相關(guān)算法:
(1)
式中,表示在環(huán)路延遲為時相關(guān)性最大,表示功放的輸入信號,表示功放的輸出信號。
為了減少較大的運算量,文獻[4]在此基礎(chǔ)上提出改進形式,僅用加減法就可實現(xiàn)環(huán)路的延遲估計。其表達式可以寫為:
(2)
式中和分別表示信號的實部和虛部,表示輸入信號與反饋信號的時間差, 表示采樣數(shù)據(jù)長度。這種方法采用誤差疊加法,盡量放大兩信號差異,當其值最小時,可得其環(huán)路延遲的估計值。但其缺點是對信道畸變及高斯噪聲的抵抗力較差。
為此,為解決信道畸變問題,文獻[8]提出幅度差值相關(guān)法:
(3)
式中,幅度差定義為:
(4)
表示信號的幅度,且
(5)
該方法通過尋找到最大值從而得到延遲估計值,并且利用相鄰信號相關(guān)性,通過對相鄰信號取符號差運算,提高了對信道畸變及高斯噪聲的抵抗力。但相較而言其運算量引入了乘法運算,并且在FPGA實現(xiàn)時需要復(fù)雜的時序控制,為此可以對其進一步改進。
即在結(jié)合上述方法優(yōu)點的基礎(chǔ)上,令
(6)
式中各量含義與前面表示相當,由表達式可知當功放的輸入和輸出沒有延遲時,數(shù)據(jù)差最小,即當?shù)玫阶钚≈禃r,就可以估測出環(huán)路延遲。重寫以上各式:
式中
這種方法因只需進行加減法運算,其運算量較小,并且也可以有效提高對信道畸變及高斯噪聲的抵抗力,有利于FPGA的實現(xiàn)。
2.2 記憶多項式預(yù)失真器參數(shù)估計
常規(guī)記憶多項式預(yù)失真器的參數(shù)估測方法中如式(10)中的列由下式生成:
(7)
但由于隨著列數(shù)增加會造成數(shù)學穩(wěn)定性問題,特別當其不是正交矩陣時穩(wěn)定性問題更為突出[7]。因此,為了得到正交陣,可以利用以下函數(shù)生成矩陣的列向量,此時的幅度在0到1之間均勻分布:
(8)
(9)
此時,在常規(guī)多項式算法(式(7))中,功率放大器模型的輸出是以函數(shù)的加權(quán)和為基礎(chǔ)的,而在正交多項式算法(式(11))中,放大器模型的輸出則是以函數(shù)的加權(quán)和為基礎(chǔ)的。實際上,函數(shù)本身就是函數(shù)的加權(quán)和的估測。
重寫常規(guī)多項式算法的表達式:
(10)
當采用正交多項式算法時,其表達式如下:
(11)
式中即為估測參數(shù)。因此仍可以在最小時利用最小二乘算法估算出。
3 反饋回路的延遲估計實驗驗證
3.1 實驗測量平臺
功率放大器輸出測試結(jié)果的可靠性和高精度性一直是研究的熱點,本文采用的測試系統(tǒng)如圖2示。
測量平臺的測試信號由ADS產(chǎn)生在PC中產(chǎn)生,然后通過通用接口總線(GPIB:General-Purpose Interface Bus)將PC中的信號下載到R&S的矢量信號發(fā)生器(SMJ100A)中。測量系統(tǒng)中的發(fā)射機功能是由矢量信號發(fā)生器和射頻功率放大器組成的。其中,矢量信號發(fā)生器完成基帶輸入信號的數(shù)模轉(zhuǎn)換并經(jīng)正交調(diào)制上變頻到所需頻段,被測對象選用Freescale( MHL21336)的AB類功率放大器。該測試系統(tǒng)的接收部分功能由R&S的頻譜分析儀(FSP—7)和PC共同構(gòu)成。頻譜分析儀將射頻信號下變頻、模數(shù)轉(zhuǎn)換及正交解調(diào),經(jīng)一系列處理后輸出的基帶I/Q兩路信號可以通過運行PC中的MATLAB程序后由GPIB從頻譜儀中得到。
3.2 測量結(jié)果及分析
當輸入信號功率為-1dBm時,輸入信號經(jīng)功率放大器、衰減器后采集到的輸出信號如圖3。
圖3中橫坐標表示采樣信號數(shù)據(jù)點數(shù),縱坐標表示信號歸一化幅度,采用式(1-5)、式(1-6)、式(1-7)的方法,窗、次,從其中搜索得到最小值,其歸一化值如圖4所示。
可以看到在數(shù)據(jù)點為3100時,幅度差相關(guān)函數(shù)取得最小值, 此時最大值歸一化為1,因為功放的非線性特性及記憶效應(yīng)將導(dǎo)致輸出信號失真,將使輸入輸出相關(guān)性減小,故其幅度差相關(guān)函數(shù)不能減小到0,只是靠近0的一個較小的值,但這并不影響最終估測結(jié)果。
信號的環(huán)路信號最小幅度差相關(guān)函數(shù)也隨著輸入信號功率的變化而變化,其關(guān)系如表一所示。
由表可以看出在輸入信號較小時最小幅度相關(guān)函數(shù)隨著功率增大變化不大,這是因為此時信號在功率放大器的線性區(qū),相關(guān)性沒有因功率而嚴重惡化,但隨著功率增大輸入信號逐漸進入非線性區(qū),相關(guān)性迅速惡化,最小幅度相關(guān)函數(shù)也迅速增大但并不影響最終估測結(jié)果。
4 反饋回路估計對預(yù)失真系統(tǒng)的影響比較
驗證采用無記憶預(yù)失真和正交記憶多項式預(yù)失真方法比對反饋回路估計對系統(tǒng)的影響。采用正確反饋回路估計后可以得到功率放大器的AMAM、AMPM特性曲線,如圖6,7所示,可以發(fā)現(xiàn)在輸入WCDMA寬帶信號下,功率放大器表現(xiàn)出了明顯的記憶效應(yīng),其AMAM和AMPM特性已不再是一條一一對應(yīng)的曲線,而呈現(xiàn)出離散性。同時,從AMPM特性曲線可以看到,幅度較小的WCDMA信號更易受到歷史信號的干擾,因此較小信號的記憶效應(yīng)將更為嚴重,其特性也更為發(fā)散。
表1 不同功率的輸入
信號的最小幅度差相關(guān)函數(shù)
如圖8是各信號功率譜比較圖,從圖中可以看到在正確估計出反饋信息后無記憶多項式預(yù)失真器的單載波WCDMA信號的ACPR(鄰近信道功率比)改善近20dB,正交記憶多項式可以效果更佳,顯著地抑制鄰近信道的干擾,大約可以改善24 dB,從而證明了反饋回路估計算法的有效性。
5 結(jié)束語
本文首先給出了常規(guī)反饋回路估計算法,然后提出一種新的反饋回路算法,并采用一款射頻功率放大器驗證其性能,結(jié)果證明了算法估算的可行性,最后采用無記憶預(yù)失真方法和正交記憶多項式預(yù)失真方法驗證其系統(tǒng)性能,其鄰近信道功率比(ACPR)性能得到較大提高,證明算法的有效性。
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