1、引言
DC-DC變換器是航天器在地面測試和在軌運行的各個階段將一次電源母線電壓變換成各分系統(tǒng)及電子設備所需的電壓，供航天器上負載使用的重要裝載設備。我國在1986年制訂了國軍標GJB-151-86，對電子設備包括DC-DC變換器的EMC（電磁兼容性）做出了規(guī)定。由于航天器上裝載有很多電子儀器設備，如通信、遙測與遙控設備等，這些設備對EMI（電磁干擾）很敏感，超標的EMI會使這些設備產(chǎn)生錯誤信號和指令，嚴重影響航天器的整體安全、穩(wěn)定工作。因此，DC-DC變換器的EMC設計很重要。
2、航天器DC-DC變換器EMC技術(shù)要求
航天器DC-DC變換器通常要求進行的EMC測試項目見表1，各測試項目的要求是以GJB151A-97為基礎，并參考了我國通信衛(wèi)星對設備級產(chǎn)品EMC要求。
表1 航天器DC-DC變換器EMC要求測試項目
2.1 輻射發(fā)射控制要求（RE102）
輻射發(fā)射是檢驗設備以電磁輻射的形式向空間發(fā)射的干擾強度是否超過限制值，RE102是電場輻射發(fā)射試驗。受試設備（EUT）的RE102（10kHz～18GHz）應不超過圖1的要求。EUT工作頻率較低，試驗頻率上限可到1GHz或其最高工作頻率的10倍，取較大者。
圖1 RE102無意電場輻射發(fā)射限制曲線
2.2 傳導發(fā)射控制要求（CE102）
電流往往會借助電源線產(chǎn)生電磁輻射，CE102是檢驗設備以射頻傳導的方式發(fā)射的干擾強度是否超過限制值。本要求適用于航天器上的所有設備電源導線。EUT的CE102(10kHz～10MHz)電平應滿足圖2要求。
圖2 CE102電源線傳導發(fā)射限制曲線
2.3 輻射敏感度要求（RS103）
輻射敏感度檢驗設備能否抵抗外界的電磁干擾，RS103是關(guān)于電場干擾的。當按規(guī)定的強度對EUT進行RS103（2MHz～18GHz）試驗時，EUT工作級和性能級應分別滿足相應級別的敏感度判斷準則要求，試驗頻率上限到1GHz或EUT最高工作頻率的10倍。EUT的電場輻射敏感度要求具體指標見表2。
表2 RS103不同等級的測試限值要求
2.4 傳導敏感度要求(CS101、CS114、CS115、CS116)
電源線傳導敏感度（CS101 30Hz～150kHz）：本要求適用于直流電源線，不包括回線。CS101電源線注入電壓及功率要求見表3，EUT應滿足性能級要求。
表3 CS101電源線注入電壓及注入功率要求
電纜束注入傳導敏感度CS114(10kHz～200MHz)：本要求適用于互連電纜，包括直流電源電纜在內(nèi)。CS114注入的是等幅波干擾，校準波形最大0.1A，試驗目的是檢驗電纜束上感應的電磁能量是否會對設備造成干擾，因為空間電磁波進入設備的一個重要途徑就是電纜。當按表4注入信號電流進行試驗時，EUT應滿足性能級要求。
表4 CS114電纜束注入電流要求
電纜束注入脈沖激勵傳導敏感度(CS115)：本要求適用于互連電纜。CS115所模擬的是設備使用平臺上的電感性負載斷開時產(chǎn)生的干擾，脈沖波形以30Hz重復。航天器DC-DC變換器電纜束注入脈沖激勵傳導敏感度生存級要求為I=5A；性能級要求為I=0.5A。
電纜和電源線阻尼正弦瞬變傳導敏感度CS116（10kHz～100MHz）：本要求適用于互連電纜（包括電源線和單根電源導線），但無需單獨對電源回線進行試驗。CS116模擬了在受試設備上可能出現(xiàn)的衰減正弦波干擾，注入的衰減正弦波校準波形的幅度最高達5A。電纜和電源線阻尼正弦瞬變傳導敏感度要求見表5。航天器DC-DC變換器電纜和電源線阻尼正弦瞬變傳導敏感度生存級要求為IMAX=5A；性能級要求為IMAX=0.5A。
表5 CS116電纜和電源線阻尼正弦瞬變傳導敏感度要求
2.5 靜電電弧放電敏感度試驗(ESD)
本要求適用于初樣航天產(chǎn)品的殼體及所有互連電纜。當按QJ2266-92要求一般采取間接放電±10kV的電壓值進行試驗。放電頻率為1次/秒，每點（面）30次。試驗中EUT不應出現(xiàn)任何故障、性能降低或偏離規(guī)定的指標值。
3、航天器DC-DC變換器與EMC
航天器DC-DC變換器，按目前國內(nèi)應用情況可分為28V、42V和100V輸入電壓品種，輸出功率以30W為主。DC-DC變換器是以功率半導體開關(guān)器件為核心的高頻功率電子電路，通過半導體開關(guān)器件周期性通斷工作，控制開關(guān)元件的時間占空比來調(diào)整輸出電壓。脈寬調(diào)制器（PWM）的工作方式使得變換器不可避免的產(chǎn)生周期雜波，雜波的頻譜分布在開關(guān)頻率點和其高階諧波頻率點。如圖3所示，DC-DC變換器電磁干擾（EMI）包括輻射發(fā)射（RE）、傳導發(fā)射（CE）、輻射敏感度（RS）和傳導敏感度（CS）。
圖3 DC-DC變換器的干擾發(fā)射和敏感度示意圖
4、DC-DC變換器EMI分析及EMC設計
DC-DC變換器的小型化和高頻化是其發(fā)展趨勢，但同時帶來了更加嚴重的EMC問題。DC-DC變換器中開關(guān)管MOSFET和整流二極管在導通和截止的過程中，快速的上升和下降過程中大電流變化所產(chǎn)生的輻射能量已經(jīng)成為噪聲的主要來源。由于印制板元器件布局引起的變換器內(nèi)部元器件之間的寄生電容及印制板布線引起的寄生電容也是產(chǎn)生EMI的根源之一。
4.1 MOSFET開關(guān)噪聲分析與抑制
DC-DC變換器中MOSFET作為功率開關(guān)管工作在硬開關(guān)狀態(tài)時，由于其寄生電感和寄生電容的作用，在開關(guān)管通斷工作時，會產(chǎn)生較大的電壓浪涌和電流浪涌。如圖4所示MOSFET的寄生電容Cr與MOSFET并聯(lián)，寄生電感Lr與其串聯(lián)。開關(guān)接通時電路及等效電路如圖5所示，開關(guān)接通前加在開關(guān)兩端的電壓為Uoff，開關(guān)寄生電容中儲存的能量為：
開關(guān)接通時，寄生電容放電，在MOSFET中流過較大的浪涌電流，其波形如圖6所示。
開關(guān)管MOSFET斷開時的電路及等效電路如圖7所示。在開關(guān)接通時，MOSFET上的電流等于通態(tài)電流Ion，同時寄生電感Lr上的電流也等于Ion。寄生電感中存儲的能量為：
MOSFET斷開時，這個能量對寄生電容Cr充電，開關(guān)管上產(chǎn)生較大的高頻電壓振蕩。開關(guān)斷開時的電阻Rtoff是變化的，從最小電阻即通態(tài)電阻，變到最大電阻即開路電阻。由等效電路可求得加在開關(guān)管兩端的電壓為：
上式所示的開關(guān)管斷開時電壓波形如圖8所示。從圖上可看出，由于寄生電感與寄生電容的作用，在開關(guān)管上出現(xiàn)了超高頻振蕩電壓，這一電壓稱為電壓浪涌，峰值約為開關(guān)管斷開時電壓的2倍。若開關(guān)斷開前MOSFET上的Ion較大，則電壓浪涌峰值也更大。
開關(guān)管MOSFET在斷開時產(chǎn)生的超高頻振蕩電壓，將以輻射發(fā)射和傳導發(fā)射的形式對變換器內(nèi)部及外部進行干擾。并且，電壓浪涌尖峰容易超出MOSFET的安全工作電壓范圍，對它的可靠性造成嚴重的危害。因此，從減小電磁干擾和增強可靠性兩方面考慮，必須采取措施進行有效抑制。如圖9所示，在MOSFET的漏源極間并聯(lián)一個RC串聯(lián)網(wǎng)絡與MOSFET形成緩沖回路。RC緩沖回路可有效地鉗制MOSFET漏源極間電壓的上升峰值，但同時延緩了開關(guān)時間，增大了開關(guān)損耗。RC的參數(shù)根據(jù)開關(guān)管斷開時的漏源電壓及導通時流過的電流確定。
4.2 整流二極管噪聲分析與抑制
二極管的一個重要參數(shù)是反向恢復時間trr，trr的大小直接關(guān)系到二極管所產(chǎn)生的噪聲大小。對于PN結(jié)型二極管因為存在少數(shù)載流子的存儲效應，二極管關(guān)斷時存儲電荷和多余電荷的恢復需要一定的反向恢復時間，并由此產(chǎn)生一定的反向恢復電流。同時，二極管的關(guān)斷損耗和反向恢復時間與電流峰值有關(guān)，并且開關(guān)頻率越高，損耗越大。為了減小高頻下的關(guān)斷損耗，希望反向恢復時間越短越好，結(jié)果造成電流變化率di/dt增大。由此很容易引起二極管的寄生電感和寄生電容的振蕩，表現(xiàn)在輸出端為頻率和幅值都較大的紋波。同時，反向恢復電流峰值還隨正向電流的增大而增大，在輸出端會形成很大的電壓尖峰，成為輸出噪聲的主要成分。
在高頻DC-DC變換器中肖特基二極管已經(jīng)廣泛使用，它利用金屬半導體結(jié)的勢壘作用，根據(jù)漂移現(xiàn)象產(chǎn)生電流，電荷不會積累，與快恢復二極管相比，反向恢復時間和反向恢復電流都非常小，關(guān)斷電流di/dt小，因而引起的振蕩紋波及電壓尖峰也小。盡管選用肖特基二極管會減小輸出紋波及尖峰，但由于電路寄生參數(shù)的影響，其產(chǎn)生的噪聲仍不可忽視。可以在二極管兩端并聯(lián)簡單的RC串聯(lián)緩沖網(wǎng)絡以進一步減小噪聲。
4.3 輸入輸出端EMI分析與濾波器設計
(1) 輸入輸出端EMI分析
DC-DC變換器中，由于寄生參數(shù)的存在以及開關(guān)管的高速導通和關(guān)斷，使得變換器在輸入輸出端產(chǎn)生較大的干擾噪聲。干擾噪聲是差模分量和共模分量共同作用的結(jié)果。差模噪聲就是通常意義上的噪聲，產(chǎn)生的干擾信號與工作信號將以電勢源的形式串聯(lián)加于變換器的輸入端，會對系統(tǒng)產(chǎn)生直接的影響。共模噪聲發(fā)生在每根傳輸線和地線之間。共模干擾是由共模電流引起的，DC-DC變換器中的各器件之間和器件與機殼之間都存在寄生電容，導線存在寄生電感，這些寄生參數(shù)構(gòu)成了一個寄生傳輸網(wǎng)絡。當功率開關(guān)高速開通與關(guān)斷時，會產(chǎn)生一個脈沖序列——脈沖源，該脈沖源通過寄生傳輸網(wǎng)絡在變換器的輸入、輸出線與地線之間產(chǎn)生共模電流干擾。
(2) EMI濾波器設計
電磁干擾從設備內(nèi)發(fā)射出來或進入設備只有兩個途徑，就是空間電磁輻射的形式和電流沿著導體傳導的形式。現(xiàn)在我們已經(jīng)認識到輸入輸出濾波器不僅對電源線傳導發(fā)射（CE102）和傳導敏感度(CS101)的測試有作用，還對輻射發(fā)射(RE102)、電纜束注入傳導敏感度和靜電放電的測試也有作用，因為通過試驗已證明電源線及各種輸入輸出引線產(chǎn)生的輻射遠高于線路板本身的輻射及機殼機箱屏蔽不完整所產(chǎn)生的輻射，設備引線是主要的輻射源同時又是敏感度很高的接收器，在EMC測試中輻射敏感度、電纜束注入敏感度、靜電放電等測試會在電源線上產(chǎn)生共模電壓，當共模電壓轉(zhuǎn)變?yōu)椴钅ｋ妷簳r，就會對電路產(chǎn)生影響。
EMI濾波器主要用來濾除導線上的電磁干擾，由于電磁干擾的頻率范圍很寬，一般從幾十kHz到幾百MHz,因此濾波器的有效濾波頻率要覆蓋這么寬的范圍。由于DC-DC變換器的主要干擾源是由開關(guān)頻率產(chǎn)生的高次諧波，以及高頻電磁波更容易接收而對設備造成干擾，因此這些干擾均以高頻為主，所以EMI濾波器采用低通濾波器。
低通濾波器的電路形式有多種。濾波器的選擇主要取決于要抑制的干擾頻率與工作頻率之間的差別和濾波器所接電路的阻抗。但是實際電路的阻抗很難估算，特別是在高頻時，由于電路受雜散參數(shù)的影響，電路的阻抗變化很大，而且電路阻抗在不同的頻率上也不一樣。因此，在實際電路中，哪一種濾波器更有效，主要靠試驗的結(jié)果確定。
我們在DC-DC變換器中設計的EMI濾波器電路如圖10、圖11。圖10中的C1、C2和圖11中的C4、C5是濾除共模干擾用的Y電容（跨接在正線和回線與機殼之間，對共模電流起旁路作用，共模濾波電容一般取10000pF以下）。同時，將輸入、輸出端正線和回線同向共磁芯繞制成共模電感L1，抑制共模噪聲干擾。另外，為了獲得良好的濾波效果，要求X和Y電容的引線必須盡可能短。
4.4 印制電路板（PCB）的EMC設計
(1) 印制線設計考慮因素
由于DC-DC變換器中包含有很多高頻信號，PCB上的任何印制線都可以起到天線的作用，印制線的長度和寬度會影響到其阻抗和感抗，從而會影響到頻率響應。印制線的長度與其表現(xiàn)出的電感量和阻抗成正比，而寬度則與印制線的電感量和阻抗成反比。長度決定著印制線響應的波長，長度越長，印制線能發(fā)送和接受電磁波的頻率越低，它就能輻射出更多的射頻能量。因此應將所有通過交流電流的印制線設計得盡可能短而寬。
(2) 電路布局及接地設計
PCB設計中電路布局直接影響電磁干擾和抗干擾度特性。每一個DC-DC變換器都有4個電流回路：輸入電流回路、開關(guān)交流回路、輸出整流交流回路、輸出負載電流回路，各回路之間應保持相對獨立。輸入電流回路和輸出負載電流回路通常不會產(chǎn)生電磁干擾，這些回路中的電流波形為大的直流電流和小的交流電流的疊加。開關(guān)和整流交流回路包含高幅度的梯形電流波形，這些波形中諧波成分很高，其頻率遠大于開關(guān)基頻，這些交流電流的峰值幅度可高達輸入、輸出直流電流幅度的數(shù)倍，這兩個回路最容易產(chǎn)生電磁干擾。設計時首先對這些回路進行布局，每個回路的主要元器件（濾波電容、開關(guān)管、整流管、功率變壓器、電感）應彼此相鄰地進行放置，調(diào)整元件位置使它們之間的電流路徑盡可能短。
5、航天器DC-DC變換器EMC測試
近年來，根據(jù)不同航天器對DC-DC變換器EMC的要求，我們已進行了50多個產(chǎn)品的EMC測試，這些測試結(jié)果及試驗數(shù)據(jù)讓我們對變換器的EMC認識更深，幫助我們從設計源頭做好電路的電磁兼容性。
5.1 輻射發(fā)射（RE102）測試結(jié)果分析
目前航天器DC-DC變換器RE102的測試頻段為10kHz～1GHz。從測試結(jié)果得到部分變換器能通過測試，如圖12、13所示10kHz～200MHz的測試曲線。部分變換器不能通過該頻段的測試，分析原因主要是受試變換器是為不同航天器設計的，在印制板設計、元器件布局等方面不完全相同，這些差異造成了不同的共模噪聲干擾強度，導致變換器不能通過測試，主要的超標頻譜范圍在10MHz～100MHz，如圖14所示。
圖12 RE102(10kHz～30MHz)測試曲線
圖13 RE102（30MHz～200MHz）垂直極化
圖14
根據(jù)周期性脈沖信號在頻域分析中得到的頻譜最大幅度包絡線，如圖15所示。周期信號對應的頻譜是離散譜，每根頻譜的距離是脈沖重復頻率的整數(shù)倍。這個包絡線上有兩個拐點，一個在1/πd處，另一個在1/πtr處。在1/πd以下，包絡線幅度保持不變，在1/πd至1/πtr之間，幅度以每十倍頻程20dB的速率下降，在1/πtr以上，以每十倍頻程40dB的速率下降。
DC-DC變換器中由脈寬調(diào)制器在開關(guān)管上產(chǎn)生的周期性脈沖波形見圖16，脈沖的周期為3.9us,從波形圖上看到脈沖尖峰的幅值最大，脈沖尖峰的寬度若取0.01us，得到在31.8MHz以下諧波幅值保持不變，脈沖尖峰的寬度若取0.002us，得到在159MHz以下諧波幅值保持不變。
圖15 周期性脈沖信號的最大幅度包絡線
圖16 DC-DC變換器開關(guān)脈沖波形圖
我們對變換器輻射途徑分析認為，變換器有屏蔽良好的金屬殼體，外殼厚度有2mm，通過金屬殼體的電磁輻射發(fā)射可以忽略，其余可能的輻射途徑就是變換器的輸入輸出引線和空余的出線孔。通過近場探頭對變換器進行局部測試發(fā)現(xiàn)，在變換器的輸入線和出現(xiàn)線孔處的輻射發(fā)射強度明顯高于其它部位。
我們在試驗中可以把變換器的輸入線和輸出線分別緊密絞合，減小輻射發(fā)射回路的面積，并且因為雙絞線的每兩個相鄰的回路上電流方向相反，它們產(chǎn)生的磁場方向亦相反，在空間抵消，同時對輻射干擾感應出的電流具有相反的方向，因此相互抵消，所以引出線絞合的方法不僅能抑制輻射發(fā)射，還對輻射和電纜束注入敏感度測試有很好的效果。
5.2 傳導發(fā)射（CE102）測試結(jié)果分析
CE102項主要檢測EUT通過電源線傳導發(fā)射干擾的大小，通過測試得到在變換器的輸入和輸出端對機殼加裝Y電容，對抑制變換器的傳導發(fā)射干擾有顯著的效果。測試曲線見圖17、18，從圖中看超標頻點均為開關(guān)頻率及其各次諧波，加了Y電容后很好的抑制了干擾尖峰。在電源線上加裝Y電容的措施已被廣泛采用，例如眾多DC-DC變換器生產(chǎn)廠家都建議用戶在使用時，可采取在機殼外添加Y電容，以取得更好的EMC效果。
圖17 CE102項未加Y電容測試曲線
圖18 CE102項加Y電容測試曲線
5.3 輻射敏感度（RS103）測試結(jié)果分析
DC-DC變換器敏感度的判斷準則，我們目前采取監(jiān)測輸出電壓變化是否超出穩(wěn)定度的要求。通過對鑒定產(chǎn)品RS103測試結(jié)果分析，變換器均能通過工作級的測試。在進行生存級測試時主要在44MHz、90MHz和110MHz頻點附近會對變換器產(chǎn)生較強的干擾，致使輸出電壓有較大的變化，但最大也不超出輸出電壓的5％。
5.4 CS101、CS114、CS115、CS116測試結(jié)果分析
電源線傳導發(fā)射敏感度（CS101）測試的頻段是30Hz～150kHz，相對頻率較低。由于電源線濾波器的主要頻率特性是低通，所以在較低頻段對變換器有一定的干擾，尤其是輸出功率較大的變換器（大于50W）表現(xiàn)較為明顯，對小功率變換器基本都能通過測試。
通過測試表明，經(jīng)過上述EMC設計的變換器基本都能通過電纜束注入傳導敏感度（CS114、CS115、CS116）的測試。
5.5 靜電電弧放電敏感度試驗(ESD)
從目前進行的ESD測試結(jié)果表明，靜電電弧放電對變換器的干擾較小，都能通過測試。
5.6 EMC測試應注意的問題
測試中給EUT供電電源應由純凈電源（頻率、幅值穩(wěn)定，沒有多余諧波）供電，當諧波電流小于5mA或輸入電流的0.6％時可不予考慮。GJB152A-97要求使用LISN隔離電源干擾并為EUT提供規(guī)定的電源阻抗。在實際測試中EUT的供電電源最好選擇蓄電池，以防止其在發(fā)射干擾測試時影響測試結(jié)果，及在敏感度測試時供電電源受擾工作異常而導致EUT異常工作影響測試結(jié)果，此外敏感度測試中監(jiān)測EUT性能的儀器設備要檢查是否在有效期內(nèi)，對手持式數(shù)字繁用表要注意電池電量是否充足，當電池電量不足時測量數(shù)據(jù)會偏高于真實值，以免造成誤判。
